AMPLIFICATEUR 2 x 12 Weff - Push-Pull Ultra Linéaire de EL84
Ce projet est le résultat d’une remise à plat complète de notre premier projet publié dans le LED n°179 de septembre 2003.
Projet publié dans la revue Electronique Pratique n°320 d'octobre 2007 sous le titre "Push-pull ultra-linéaire de EL84"
Cette réalisation particulièrement soignée, est présentée dans un habillage compact. L’amplificateur développe une puissance de 2 x 12 watts RMS pour une distorsion harmonique inférieure à 0,1 % à 10 watts. Couplé avec le préamplificateur SRPP à 5 entrées, il réalise un ensemble cohérent de haute fidélité.
Schéma de l’amplificateur
Circuit d’entrée
Le signal d’entrée est injecté par un jack RCA stéréo directement monté sur le circuit imprimé de base. Le relais K99 est placé en tête afin de pouvoir mettre l’entrée hors service et permettre les manipulations, il est désactivé en position SB ‘’Stand-By’’.
L’impédance d’entrée est fixée à 47 kΩ, mais peut être largement supérieure en augmentant la valeur de R3. Le signal est injecté sur la grille en broche 2 de la ECC83 (V1A). Le gain de cet étage est de 36 dB sans contre-réaction.
Le tube ECC82 (V3A) est monté en cathode suiveuse et le couplage V1A vers V3A est direct. La polarisation de grille des 2 éléments du premier tube (V1) est fixée à 30 Vdc par le pont diviseur R60/R61. Ceci nous permet de limiter drastiquement les variations du point de fonctionnement dues aux dispersions des caractéristiques Vgk.
Le déphaseur est du type ‘’paraphase flottant’’. La figure 2 met en lumière le principe du déphasage. La triode V1B fonctionne en amplificateur inverseur du signal résultant de la comparaison des signaux issus des éléments A et B du même tube V1.
L’ajustable P1 permet de doser l’amplitude du signal déphasé, et d’injecter exactement le niveau requis aux tubes de puissance, sans affecter le point de fonctionnement des ‘’drivers’’. Son réglage permet de réduire le taux de distorsion de manière spectaculaire.
Les deux signaux déphasés se retrouvent aux cathodes de l’ECC82 (V3A et V3B). L’avantage de ce type de circuit est une parfaite symétrie et une attaque des tubes de puissance à basse impédance.
C’est un étage classique ultra-linéaire. Chaque tube EL84 est équipé d’une résistance de cathode indépendante. Cela réduit les différences de caractéristiques entre les deux tubes du push-pull.
Nous ouvrons ici une parenthèse : Notre expérience nous a confirmé que l’appairage des tubes peut se révéler aléatoire et approximatif. Certains distributeurs mettent en circuit les tubes en conditions réelles de fonctionnement pendant 24 heures avant de les appairer sur leur caractéristique VgK et leur transconductance (mA/V). C’est évidemment la meilleure manière, mais elle nécessite du matériel et du temps. D’autres se contentent d’un appairage rapide, quand celui-ci n’est pas directement proposé par le fabricant. L’appairage montre alors après quelques heures de fonctionnement des différences qui peuvent atteindre 25 %, et la distorsion est au rendez-vous. Les tubes choisis sont un quartet JJ Electronic dont l’appairage s’est révélé excellent à l’usage.
Le courant d’anode se stabilise à 34 mA pour chaque tube, et il restera constant jusqu’à une puissance de 8 watts efficaces. Nous fonctionnons en classe A et jusqu’à ce niveau de puissance, le taux de distorsion est inférieur à 0,05 % ! Au-dessus de cette puissance, nous passons progressivement à un fonctionnement en classe AB1 jusqu’à la saturation qui prend place vers 12 watts. La puissance dissipée aux anodes (Wa) est de l’ordre de 10 watts. L’interrupteur ‘’Stand-by’’ en position ouverte insère dans le circuit des cathodes une résistance de 1000 Ω commune aux deux canaux.
Le Transformateur de sortie
Le modèle choisi est un Hammond 1609. L’impédance primaire est de 10 kΩ avec prises à 40%. Le secondaire permet le raccordement fixe de charges de 4/8/16 Ω. La BP s’étend de 30 à 30 kHz pour 10 Weff. La puissance de sortie et légèrement moins élevée qu’avec un 8 kΩ, mais le facteur d’amortissement, qui n’est pas le point fort des amplificateurs à tubes, y gagne.
Circuit de contre-réaction et d’amortissement
Une portion du signal de sortie, prélevée directement au bornier du HP est réinjectée dans le circuit de cathode de V1A. Le taux de contre-réaction est de 16 dB. C’est lui qui conditionne le facteur d’amortissement. Ce dernier est de 8 et la résistance interne de 1 Ω .
Mais pourquoi diminuer la bande passante des éléments actifs du circuit ?
Si la bande passante des circuits est largement supérieure à 100 kHz, la bande passante de l’amplificateur est limitée par son élément le plus faible: le transformateur de sortie. La contre-réaction permet par un amortissement du gain global de linéariser la courbe de réponse en fréquence.
Si cela fonctionne bien en régime sinusoïdal, il en va tout autrement en présence d’un transitoire. En effet, le transformateur de sortie retarde le passage du transitoire et le signal réinjecté dans le circuit de contre-réaction arrive quelques microsecondes plus tard pour contrôler le gain. Pendant ce court laps de temps, les circuits d’attaque saturent les EL84 avant de se stabiliser sous l’action de la contre-réaction.
Cette surtension caractéristique est directement visible aux grilles des EL84 en présence d’un signal carré. Cette figure (issue de l’ampli de 20 Weff - Quartet de 6V6) montre ce phénomène et sa compensation.
Le rôle du circuit d’amortissement (R25/C15) est de limiter la bande passante interne à 30 kHz, de temporiser la progression des transitoires et par conséquent empêcher le fonctionnement non-linéaire du PP. Ce phénomène n’existe pas en l’absence de contre-réaction. Le temps de montée est de 4 µS.
Circuit moniteur
Le signal prélevé à la sortie des haut-parleurs est redressé et stocké dans une capacité pour exciter les VU-mètres. Le modèle choisi est le SQ10 de la firme Anders Electronics. Nous avons fixé la référence 0 dB pour une puissance de 8 watts.
Circuits d’alimentation
Un transfo de 160 VA fournit une tension de chauffage de 12,6Vac/4,5A et une HT de 250Vac/400mA Il est disponible de stock chez Reinhöfer en Allemagne et porte la référence 5213. Le 12,6 Vac participe au chauffage des 8 tubes. Comme la consommation des tubes est de 2,1 A la tension secondaire s’élève à 13,6 V et est réduite de 1 Vac par la résistance R99 de 0,47 Ω.
L’alimentation haute tension 320 Vdc est stabilisée (figure 3). Le but de cette stabilisation est d’abord de maîtriser les variations de tension secteur.
Cette tension peut varier de 225 à 240 Vac, et dans ces limites, la variation de HT n’excède pas 1 Vdc.
Le transistor Q80 (2N5401) , les diodes zener D80 et D81 et la résistance de pied R83 sont montés en source de courant pour le circuit collecteur. Les ‘’1 mA’’ qui parcourent R83 développent aux bornes de R81, R82 et P80 une tension stabilisée qu’on ajustera afin d’obtenir +320 Vdc en sortie. Cette tension est encore filtrée par la cellule R84/C82, et est appliquée sur la gate du transistor MOSFET (Q81).
Le circuit imprimé permet le choix du transistor: BUZ80 ou BUZ305. Le BUZ305 étant obsolète à présent, nous vous conseillons d'utiliser le BUZ80. La résistance interne de la HT est de l’ordre de 4 Ω ce qui élimine également les risques d’oscillation à basse fréquence du type ‘‘Motor boating’’. La dissipation du ballast est de 5 watts pour une tension secteur de 230 Vac. De plus, ce circuit permet de se passer de la self de filtrage ‘’choke’’.
Le ronflement résiduel à 100 Hz de la HT est de 5 mVpp et de 100 µVpp après R85. La constante de temps 10 MΩ – 0,47µF a pour effet de temporiser la montée de la haute tension qui met environ 30 secondes pour s’établir. Un interrupteur thermique (70°C) est placé en série avec le primaire du transformateur.
MISE EN OEUVRELa mécanique
L’ensemble du projet est placé dans un boîtier fermé. Ce boîtier de dimensions 303x280x85 mm est disponible chez Radiospares sous la référence: 754-5985. En cas de difficultés d’approvisionnement pour les clients privés auprès de ce fournisseur, Il nous est possible de vous fournir ce boîtier. Mais tout autre boîtier ventilé peut évidemment convenir.
La réalisation comprend 3 cartes imprimées : La carte de base sur laquelle est enfichée verticalement la carte ‘’triodes’’ et la carte ‘’EL84’’. Tous les tubes sont montés horizontalement. Les quatre EL84 se trouvent juste sous la fenêtre de ventilation.
La carte de base, la carte EL84 et les trois transformateurs sont fixés sur une structure en aluminium indépendante, elle-même fixée aux cornières du boîtier. Les profilés aluminium : trois carrés de 298x15x15x2 mm et quatre plats de 125x20x2 mm nécessaires au maintien des éléments proviennent des rayons brico des grandes surfaces.
Il est plus facile de réaliser en premier lieu la partie mécanique en se servant des cartes non montées. Les photo 3, photo 4 , les figure 4 et figure 5 sont assez didactiques et vous serviront de guide pour la réalisation. Les deux profilés arrières sont fixés en premier lieu. La carte de base s’y fixe via quatre entretoises M3 de 10 mm et est solidaire de la face arrière par le socle RCA et le transistor Q81. L’écartement entre les deux profilés arrières est de 91 mm, ce qui correspond à l’entre-axe des trous de fixation de la carte de base et du transformateur ‘’M102’’. La carte ‘’EL84’’ est fixée au milieu du profilé central par deux vis M4 et deux entretoises de 10 mm. Le reste de la structure alu ne nécessite pas de grande précision.
L’orientation du transformateur d’alimentation et des transformateurs de sortie doit être respectée au risque de voir se développer une tension induite de 50 Hz. Cette tension est nulle dans la configuration choisie (photo 3).
Les pieds fournis ne permettent pas une ventilation suffisante pour des appareils à tubes. Il est recommandé de surélever l’appareil de 20 mm (photo 10). La seule mesure vraiment critique sur la face arrière est celle du socle RCA (photo 5 – figure 6).
Les cotes doivent impérativement être vérifiées ‘’in-situ’’.
Le dissipateur du transistor Q81 est fixé sur le panneau arrière. On pointera la position de la vis de fixation du transistor Q81 sur la face arrière et pratiquera une découpe de 40x40 mm afin d’appliquer le sabot du transistor sur le refroidisseur (photo 9). La tension sur drain de Q81 atteint +380 Vdc à la mise sous tension pour se stabiliser à +350 Vdc en fonctionnement. Un intercalaire et son canon isolant pour TO220 assurent l’isolation électrique. Sur la face avant sont fixés les deux mètres (photo 6 – figure 7). Les découpes font 35,5x60,5 mm. Les VU-mètres sont maintenus à l’arrière de la face par un ressort tiré entre deux œillets fixés à la colle époxyde (photo 8).
Les circuits imprimés
Nous recommandons de ne compléter les cartes qu’après s’être assuré que la mécanique ne posait plus de problème.
Typon à l ‘échelle 1
Dimensions: 175x135mm
La carte de base (photo 7 – figure 8) mesure 175 x 135 mm. Elle contient l’alimentation, la préamplification et le pilotage des EL84. Sous les 4 doubles triodes nous avons percé un trou de 13 mm et de 8 mm sous les 4 résistances R43 à R46 afin d’assurer une ventilation.
La première opération consistera à insérer les 23 picots de 1,3 mm. Suivra ensuite le placement des 9 pontages. Le pontage reliant R23 à R51 est réalisé par un fil isolé soudé sous la carte.
Comme ce circuit imprimé est également utilisé dans une autre réalisation, certains emplacements de composants resteront libres. Les résistances R43 à R46, R31 à R34, R80, R85 et R70 sont soudées à 5 mm de la surface de la carte. La résistance R71 de 68 kΩ sera placée verticalement, fixée sur une cosse de 1,3 mm et isolée par une gaine. Elle est fichée sur le picot 300 Vdc situé à côté de C85.
Le transistor Q81 sera soudé de manière à dépasser le bord de la carte de 1 à 2 mm, le trou de fixation sera à 20 mm de la surface de la carte pour un BUZ80.
Les 8 fils souples de 10 cm terminés par une cosse 1,3 mm destinés au raccordement de la carte EL84 sont soudés sous la carte, il est préférable de les repérer par des couleurs différentes. En dernier lieu on procèdera à la fixation de la carte des triodes.
La carte peut être testée hors du boîtier : Alimenter les tubes par du 12,6 Vac ou dc, raccorder le secondaire 240 Vac du transfo et monter progressivement la tension. En l’absence des EL84, le BUZ ne doit pas être refroidi, par contre il y a bien +350 Vdc sur son sabot ! Vérifiez que vous obtenez +150 Vdc sur les 4 résistances R31 à R34. En injectant un signal de 100 mVac en entrée, nous obtenons un signal de 20 Vpp sur ces mêmes résistances.
Typon à l’échelle 1
Dimensions: 107x47mm
La carte des triodes mesure 107 x 47 mm (figure 9). Il est plus aisé de commencer par souder les 17 fils de contact. Prévoir des coupes de 15 mm de fil rigide de 0,5 mm (fil de sonnette), les plier à angle droit à 5 mm et souder coté composant bien contre la carte. Insérer ensuite les 2 picots et les 12 pontages. Comme les tubes sont alimentés en 12,6 Vac, la broche 9 inutilisée sera coupée au niveau du support noval.
Typon à l’échelle 1
Dimensions: 140x70mm
La carte des EL84 mesure 140 x 70 mm (figure 10). Placer dans l’ordre : les 21 picots 1,3 mm, les 5 pontages, les 4 supports noval et enfin les résistances.
Montage final
Il reste à placer et raccorder les divers éléments sur le châssis. La fixation du transistor Q81 sur son dissipateur doit réalisée avec soin (photo 9). L’isolant à base de silicone imprégnée a une épaisseur de 0,2 mm et supporte une tension de 3500 Vac mais il est impératif que les surfaces de contact soient bien propres. Le capot du bas a été percé d’une ouverture de 175x45 mm et protégé par une grille (photo 10). Notez la présence d’un interrupteur thermique de 70 °C. Il est placé sur une languette alu fixée à la cornière droite. C’est une sécurité indispensable en cas d’obstruction des grilles de ventilation. En fonctionnement normal dans une pièce à 22°C, la température interne monte à 50°C. En cas d’élévation de température, l’amplificateur fonctionne sans défaut jusqu’à l’ouverture du switch thermique à 70°C.
Les masses
On notera que le raccordement de masse de l’ensemble est pris sur la carte de base près de l’entrée. Les deux cotés du châssis sont reliés électriquement par vis auto-taraudeuse (photo 3 et photo 11). De plus il faut gratter la peinture des deux capots aux trous de fixation situés près de l’entrée à l’aide d’un foret et remplacer deux vis fournies par deux vis à tête conique. On s’assurera que sans ce raccordement à la masse, l’ensemble des circuits est bien ‘’flottant’’. Si ce n’est le cas, il faudra chercher et lever la fuite coupable.
Mise sous tension
La première mise sous tension se fait de préférence à l’aide d’un autotransformateur variable. Commuter le switch ‘’SB’’ en position active. Vérifier la montée de la haute tension jusqu’à obtenir +320 Vdc en ajustant P80. Deux tensions indiquent directement si tout est conforme: environ +150 Vdc aux cathodes des ECC82 et +11 Vdc aux cathodes des EL84. Le réglage de P1/P2 nécessite un générateur de faible distorsion (<0,01%) et un distorsiomètre. Placer une charge de 8 Ω / 20W au bornier de sortie, injecter un signal de 600 mVac à 1000 Hz et ajuster afin d’obtenir 8 Vac en sortie. (8 Weff). Ajuster P1/P2 pour un minimum de distorsion. Ce minimum est très marqué. Sans réglage, le potentiomètre à mi-course, la DHT est de l’ordre de 2%. Après réglage la DHT ne dépasse pas 0,05%. En fin d’article, nous proposons la réalisation un petit circuit qui permettait de régler un ampli pour son minimum de distorsion. A la puissance maximale: 2 x 12 Weff la DHT atteint 2%.
Quelques mesures
La réponse aux signaux carrés présentée en figure 11 démontre un comportement excellent compte tenu de la grande réactivité des 10 kΩ d’impédance primaire du transfo. Le temps de montée est de 4 µSec. La mise en parallèle d’une charge réactive de 1 µF-8 Ω laisse le signal imperturbable.
La figure 12 montre la représentation spectrale de la distorsion à 1 dB de la puissance nominale (8 Weff). Les deux bandes latérales présentes de chaque côté de la porteuse à 100 Hz sont les effets parasites du 50 Hz issus de l’installation de mesure. Seules H2 et H3 doivent être pris en compte. La DHT à 1 kHz est le résultat de l’ajustage des deux potentiomètres P1 et P2 qui règle la symétrie du push: H2 à –84 dB. H3 et H5 restent néanmoins sous les 70 dB ! La mesure de la distorsion d’intermodulation se fait en injectant un sinus de 60 Hz auquel on superpose un signal à 7 kHz à –12 dB (1/4) et on analyse le résultat à 7 kHz sur un analyseur de spectre. Si l’ampli est parfait, les bandes latérales à 60 Hz sont inexistantes, sinon il y a ‘’Intermodulation’’. Dans notre cas elles se situent à –72 dB de la porteuse à 60 Hz, soit une DIM < 0,03%.
La figure 13 montre l’évolution de la DHT en fonction de la puissance.
On notera que le graphe est gradué en pas de 0,05 dB.
La figure 14 présente les niveaux de bruit et ronflements en sortie. Le niveau de référence est de –40 dBV , les signaux mesurés sont inférieurs à –80 dBV. Le bruit mesuré en sortie au millivoltmètre est de 130 µVac. Ce qui nous donne –96 dB comme rapport signal / bruit à 8 Weff.
Et enfin un clin d’œil aux fabricants qui spécifient le taux de la distorsion de leurs amplis à 1 Weff: notre réalisation affiche un taux de –84 dB, soit 0,006% ! Le résumé des caractéristiques techniques de notre prototype est présenté en figure 15.
Liste des composants
UN OUTIL DE MESURE DE LA DHT
Nous avons pensé aux lecteurs qui ne disposent pas d’un distorsiomètre et avons développé un outil de test.
Le principe est simple : Il suffit de comparer le signal injecté avec le signal amplifié et d’en mesurer la différence.
Le schéma est donné ici.
Le signal issu du générateur est envoyé sur IC1 monté en amplificateur unitaire. Sa sortie passe dans un circuit de temporisation variable (P1 & C2) qui permettra de compenser jusqu’à 20 µSec le retard de phase de l’amplificateur aux fréquences hautes. Le signal du générateur est ensuite envoyé pour comparaison au signal issu de l’amplificateur (IC2 & R5).
Le signal de l’amplificateur de son côté, subit d’abord une mise à niveau (R6, P2 & IC3), en effet nous devons comparer deux tensions de même amplitude. Le signal issu de l’amplificateur peut être en phase ou en opposition de phase, dépendant de la configuration interne de l’amplificateur. Dans notre cas, le signal issu de l’amplificateur est en phase avec son entrée. Donc pour soustraire ce signal, nous devons l’inverser, c’est le rôle de IC4. Dans le cas contraire, IC4 doit être mis HS, ce qui est prévu sur la carte. Nous ajoutons un léger retard de 1 µSec (R12 & C4) qui nous permettra de compenser l’avance de phase aux fréquences basses. Le signal de l’amplificateur est inversé et sommé (= soustrait) au signal du générateur (IC5 & R14). Le circuit est alimenté de l’extérieur par deux tensions de + et –12 Vdc. Les diodes D5 et D6 préviennent l’inversion de polarité fatale aux AOP.
Liste des composants du jig.
Mesure de la DHT
La mesure de la DHT est obtenue en cherchant le minimum de tension en sortie DHT+N par ajustage du zéro de la phase (P1) et du zéro de l’amplitude (P2). Il faut donc jouer sur les deux ajustables. Si la DHT est faible, le minimum sera très marqué. IC6 peut être programmé par J1 pour un gain de 40 dB si nécessaire.
Lorsque le minimum est atteint pour les deux réglages, la calibration se fait en enlevant un des deux signaux. Le niveau en DHT+N est alors considéré arbitrairement comme ‘’100%’’. En reconnectant le signal manquant, le niveau en DHT+N va s’effondrer pour indiquer le niveau de DHT. Ce niveau est alors mesuré et comparé au niveau ‘’100%’’. La figure 20 nous montre le signal DHT+N issu de la comparaison du signal du générateur et de notre réalisation, en utilisant IC6 avec un gain de 40 dB.
Le signal du haut a une valeur efficace de 30 mVac, le signal du bas est celui du générateur. Le signal à 100% fait 0,5 Vac, et comparé à la sortie DHT+N de 300 µV (30 mV / 100), le rapport (DHT) est de 0,06%.
A défaut d’être très précis, cet outil permet néanmoins d’ajuster l’amplificateur pour son minimum de distorsion.
La réalisation de ce jig de test est présentée aux figure 19 et photo 12.
La plaquette est fixée par 4 entretoises de 10 mm sur une tôle de fer de 100 x 120 mm afin d’en assurer la stabilité mécanique et un blindage.
Il est possible de mesurer la DHT de 100 Hz à 20 kHz pour autant que le déphasage en fin de bande ne dépasse pas 20 µSec.
Conclusion
C’est une réalisation dont le coût reste abordable. Aucun composant ne fait l’objet d’une fabrication ‘’sur mesure’’ Les tubes sont parmi les plus courants tant en NOS qu’en nouvelle fabrication. Le test d‘écoute confirme le temps de montée par une excellente définition des transitoires. La haute impédance du primaire du transformateur de sortie autorise le push à descendre à 30 Hz à pleine puissance et sans faillir. Le résultat se traduit par une restitution détaillée du message sur tout le spectre. Les graves sont précis et sans traînage.
Couplé au préamplificateur SRPP publié au Projet 02, l’ensemble forme un ensemble cohérent et très compact.
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Récapitulatif des photos (Haute définition)
Galerie des Tubes
ECC82
12AU7 Electro Harmonix
12AU7 Electronska Industrija
CV4003 Brimar
CV4003 Mullard
E82CC Siemens
E82CC Siemens
E82CC Siemens
E82CC Siemens
ECC82 Brimar
ECC82 JJ Electronic
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Telefunken
ECC82 Valvo
ECC802 Telefunken
ECC802 Telefunken
ECC83
12AX7 Mullard
12AX7 Sovtek
12AX7 Electro Harmonix
12AX7 Electronska Industrija
5751 General Electric
CV4004 Brimar
ECC83 Amperex
ECC83 General Electric
ECC83 JJ Electronic
ECC83 Mullard
ECC83 Mullard
ECC83 Mullard
ECC83 Mullard
ECC83 Philips Miniwatt
ECC83 RFT
ECC83 Valvo
ECC83 Zaerix
EL84
6BQ5 Brimar
6BQ5 Philips
E84L Telefunken
EL84 Varia
EL84 Brimar
EL84 Electro Harmonix
EL84 Electronska Industrija
EL84 General Electric
EL84 JJ Electronic
EL84 Mullard
EL84 Sovtek
EL84 Sylvania
EL84 Tungsram
EL84 Philips
Ce projet est le résultat d’une remise à plat complète de notre premier projet publié dans le LED n°179 de septembre 2003.
Projet publié dans la revue Electronique Pratique n°320 d'octobre 2007 sous le titre "Push-pull ultra-linéaire de EL84"
Cette réalisation particulièrement soignée, est présentée dans un habillage compact. L’amplificateur développe une puissance de 2 x 12 watts RMS pour une distorsion harmonique inférieure à 0,1 % à 10 watts. Couplé avec le préamplificateur SRPP à 5 entrées, il réalise un ensemble cohérent de haute fidélité.
LE SCHEMA
Circuit d’entrée
Le signal d’entrée est injecté par un jack RCA stéréo directement monté sur le circuit imprimé de base. Le relais K99 est placé en tête afin de pouvoir mettre l’entrée hors service et permettre les manipulations, il est désactivé en position SB ‘’Stand-By’’.
L’impédance d’entrée est fixée à 47 kΩ, mais peut être largement supérieure en augmentant la valeur de R3. Le signal est injecté sur la grille en broche 2 de la ECC83 (V1A). Le gain de cet étage est de 36 dB sans contre-réaction.
Le tube ECC82 (V3A) est monté en cathode suiveuse et le couplage V1A vers V3A est direct. La polarisation de grille des 2 éléments du premier tube (V1) est fixée à 30 Vdc par le pont diviseur R60/R61. Ceci nous permet de limiter drastiquement les variations du point de fonctionnement dues aux dispersions des caractéristiques Vgk.
Le Circuit d’inversion de phase et d’attaque
L’ajustable P1 permet de doser l’amplitude du signal déphasé, et d’injecter exactement le niveau requis aux tubes de puissance, sans affecter le point de fonctionnement des ‘’drivers’’. Son réglage permet de réduire le taux de distorsion de manière spectaculaire.
Les deux signaux déphasés se retrouvent aux cathodes de l’ECC82 (V3A et V3B). L’avantage de ce type de circuit est une parfaite symétrie et une attaque des tubes de puissance à basse impédance.
Le Push-Pull
Nous ouvrons ici une parenthèse : Notre expérience nous a confirmé que l’appairage des tubes peut se révéler aléatoire et approximatif. Certains distributeurs mettent en circuit les tubes en conditions réelles de fonctionnement pendant 24 heures avant de les appairer sur leur caractéristique VgK et leur transconductance (mA/V). C’est évidemment la meilleure manière, mais elle nécessite du matériel et du temps. D’autres se contentent d’un appairage rapide, quand celui-ci n’est pas directement proposé par le fabricant. L’appairage montre alors après quelques heures de fonctionnement des différences qui peuvent atteindre 25 %, et la distorsion est au rendez-vous. Les tubes choisis sont un quartet JJ Electronic dont l’appairage s’est révélé excellent à l’usage.
Le courant d’anode se stabilise à 34 mA pour chaque tube, et il restera constant jusqu’à une puissance de 8 watts efficaces. Nous fonctionnons en classe A et jusqu’à ce niveau de puissance, le taux de distorsion est inférieur à 0,05 % ! Au-dessus de cette puissance, nous passons progressivement à un fonctionnement en classe AB1 jusqu’à la saturation qui prend place vers 12 watts. La puissance dissipée aux anodes (Wa) est de l’ordre de 10 watts. L’interrupteur ‘’Stand-by’’ en position ouverte insère dans le circuit des cathodes une résistance de 1000 Ω commune aux deux canaux.
Le Transformateur de sortie
Le modèle choisi est un Hammond 1609. L’impédance primaire est de 10 kΩ avec prises à 40%. Le secondaire permet le raccordement fixe de charges de 4/8/16 Ω. La BP s’étend de 30 à 30 kHz pour 10 Weff. La puissance de sortie et légèrement moins élevée qu’avec un 8 kΩ, mais le facteur d’amortissement, qui n’est pas le point fort des amplificateurs à tubes, y gagne. Circuit de contre-réaction et d’amortissement
Une portion du signal de sortie, prélevée directement au bornier du HP est réinjectée dans le circuit de cathode de V1A. Le taux de contre-réaction est de 16 dB. C’est lui qui conditionne le facteur d’amortissement. Ce dernier est de 8 et la résistance interne de 1 Ω .Mais pourquoi diminuer la bande passante des éléments actifs du circuit ?
Si la bande passante des circuits est largement supérieure à 100 kHz, la bande passante de l’amplificateur est limitée par son élément le plus faible: le transformateur de sortie. La contre-réaction permet par un amortissement du gain global de linéariser la courbe de réponse en fréquence.
Si cela fonctionne bien en régime sinusoïdal, il en va tout autrement en présence d’un transitoire. En effet, le transformateur de sortie retarde le passage du transitoire et le signal réinjecté dans le circuit de contre-réaction arrive quelques microsecondes plus tard pour contrôler le gain. Pendant ce court laps de temps, les circuits d’attaque saturent les EL84 avant de se stabiliser sous l’action de la contre-réaction.
Cette surtension caractéristique est directement visible aux grilles des EL84 en présence d’un signal carré. Cette figure (issue de l’ampli de 20 Weff - Quartet de 6V6) montre ce phénomène et sa compensation.
Le rôle du circuit d’amortissement (R25/C15) est de limiter la bande passante interne à 30 kHz, de temporiser la progression des transitoires et par conséquent empêcher le fonctionnement non-linéaire du PP. Ce phénomène n’existe pas en l’absence de contre-réaction. Le temps de montée est de 4 µS.
Circuit moniteur
Le signal prélevé à la sortie des haut-parleurs est redressé et stocké dans une capacité pour exciter les VU-mètres. Le modèle choisi est le SQ10 de la firme Anders Electronics. Nous avons fixé la référence 0 dB pour une puissance de 8 watts. Circuits d’alimentation
Un transfo de 160 VA fournit une tension de chauffage de 12,6Vac/4,5A et une HT de 250Vac/400mA Il est disponible de stock chez Reinhöfer en Allemagne et porte la référence 5213. Le 12,6 Vac participe au chauffage des 8 tubes. Comme la consommation des tubes est de 2,1 A la tension secondaire s’élève à 13,6 V et est réduite de 1 Vac par la résistance R99 de 0,47 Ω.L’alimentation haute tension 320 Vdc est stabilisée (figure 3). Le but de cette stabilisation est d’abord de maîtriser les variations de tension secteur.
Cette tension peut varier de 225 à 240 Vac, et dans ces limites, la variation de HT n’excède pas 1 Vdc.
Le transistor Q80 (2N5401) , les diodes zener D80 et D81 et la résistance de pied R83 sont montés en source de courant pour le circuit collecteur. Les ‘’1 mA’’ qui parcourent R83 développent aux bornes de R81, R82 et P80 une tension stabilisée qu’on ajustera afin d’obtenir +320 Vdc en sortie. Cette tension est encore filtrée par la cellule R84/C82, et est appliquée sur la gate du transistor MOSFET (Q81).
Le circuit imprimé permet le choix du transistor: BUZ80 ou BUZ305. Le BUZ305 étant obsolète à présent, nous vous conseillons d'utiliser le BUZ80. La résistance interne de la HT est de l’ordre de 4 Ω ce qui élimine également les risques d’oscillation à basse fréquence du type ‘‘Motor boating’’. La dissipation du ballast est de 5 watts pour une tension secteur de 230 Vac. De plus, ce circuit permet de se passer de la self de filtrage ‘’choke’’.
Le ronflement résiduel à 100 Hz de la HT est de 5 mVpp et de 100 µVpp après R85. La constante de temps 10 MΩ – 0,47µF a pour effet de temporiser la montée de la haute tension qui met environ 30 secondes pour s’établir. Un interrupteur thermique (70°C) est placé en série avec le primaire du transformateur.
MISE EN OEUVRE
La mécanique
L’ensemble du projet est placé dans un boîtier fermé. Ce boîtier de dimensions 303x280x85 mm est disponible chez Radiospares sous la référence: 754-5985. En cas de difficultés d’approvisionnement pour les clients privés auprès de ce fournisseur, Il nous est possible de vous fournir ce boîtier. Mais tout autre boîtier ventilé peut évidemment convenir. La réalisation comprend 3 cartes imprimées : La carte de base sur laquelle est enfichée verticalement la carte ‘’triodes’’ et la carte ‘’EL84’’. Tous les tubes sont montés horizontalement. Les quatre EL84 se trouvent juste sous la fenêtre de ventilation.
La carte de base, la carte EL84 et les trois transformateurs sont fixés sur une structure en aluminium indépendante, elle-même fixée aux cornières du boîtier. Les profilés aluminium : trois carrés de 298x15x15x2 mm et quatre plats de 125x20x2 mm nécessaires au maintien des éléments proviennent des rayons brico des grandes surfaces.
Il est plus facile de réaliser en premier lieu la partie mécanique en se servant des cartes non montées. Les photo 3, photo 4 , les figure 4 et figure 5 sont assez didactiques et vous serviront de guide pour la réalisation. Les deux profilés arrières sont fixés en premier lieu. La carte de base s’y fixe via quatre entretoises M3 de 10 mm et est solidaire de la face arrière par le socle RCA et le transistor Q81. L’écartement entre les deux profilés arrières est de 91 mm, ce qui correspond à l’entre-axe des trous de fixation de la carte de base et du transformateur ‘’M102’’. La carte ‘’EL84’’ est fixée au milieu du profilé central par deux vis M4 et deux entretoises de 10 mm. Le reste de la structure alu ne nécessite pas de grande précision.
L’orientation du transformateur d’alimentation et des transformateurs de sortie doit être respectée au risque de voir se développer une tension induite de 50 Hz. Cette tension est nulle dans la configuration choisie (photo 3).
Les pieds fournis ne permettent pas une ventilation suffisante pour des appareils à tubes. Il est recommandé de surélever l’appareil de 20 mm (photo 10). La seule mesure vraiment critique sur la face arrière est celle du socle RCA (photo 5 – figure 6).
Les cotes doivent impérativement être vérifiées ‘’in-situ’’.
Le dissipateur du transistor Q81 est fixé sur le panneau arrière. On pointera la position de la vis de fixation du transistor Q81 sur la face arrière et pratiquera une découpe de 40x40 mm afin d’appliquer le sabot du transistor sur le refroidisseur (photo 9). La tension sur drain de Q81 atteint +380 Vdc à la mise sous tension pour se stabiliser à +350 Vdc en fonctionnement. Un intercalaire et son canon isolant pour TO220 assurent l’isolation électrique. Sur la face avant sont fixés les deux mètres (photo 6 – figure 7). Les découpes font 35,5x60,5 mm. Les VU-mètres sont maintenus à l’arrière de la face par un ressort tiré entre deux œillets fixés à la colle époxyde (photo 8).
Les circuits imprimés
Nous recommandons de ne compléter les cartes qu’après s’être assuré que la mécanique ne posait plus de problème. Typon à l ‘échelle 1
Dimensions: 175x135mm
La carte de base (photo 7 – figure 8) mesure 175 x 135 mm. Elle contient l’alimentation, la préamplification et le pilotage des EL84. Sous les 4 doubles triodes nous avons percé un trou de 13 mm et de 8 mm sous les 4 résistances R43 à R46 afin d’assurer une ventilation.
La première opération consistera à insérer les 23 picots de 1,3 mm. Suivra ensuite le placement des 9 pontages. Le pontage reliant R23 à R51 est réalisé par un fil isolé soudé sous la carte.
Comme ce circuit imprimé est également utilisé dans une autre réalisation, certains emplacements de composants resteront libres. Les résistances R43 à R46, R31 à R34, R80, R85 et R70 sont soudées à 5 mm de la surface de la carte. La résistance R71 de 68 kΩ sera placée verticalement, fixée sur une cosse de 1,3 mm et isolée par une gaine. Elle est fichée sur le picot 300 Vdc situé à côté de C85.
Le transistor Q81 sera soudé de manière à dépasser le bord de la carte de 1 à 2 mm, le trou de fixation sera à 20 mm de la surface de la carte pour un BUZ80.
Les 8 fils souples de 10 cm terminés par une cosse 1,3 mm destinés au raccordement de la carte EL84 sont soudés sous la carte, il est préférable de les repérer par des couleurs différentes. En dernier lieu on procèdera à la fixation de la carte des triodes.
La carte peut être testée hors du boîtier : Alimenter les tubes par du 12,6 Vac ou dc, raccorder le secondaire 240 Vac du transfo et monter progressivement la tension. En l’absence des EL84, le BUZ ne doit pas être refroidi, par contre il y a bien +350 Vdc sur son sabot ! Vérifiez que vous obtenez +150 Vdc sur les 4 résistances R31 à R34. En injectant un signal de 100 mVac en entrée, nous obtenons un signal de 20 Vpp sur ces mêmes résistances.
Typon à l’échelle 1
Dimensions: 107x47mm
La carte des triodes mesure 107 x 47 mm (figure 9). Il est plus aisé de commencer par souder les 17 fils de contact. Prévoir des coupes de 15 mm de fil rigide de 0,5 mm (fil de sonnette), les plier à angle droit à 5 mm et souder coté composant bien contre la carte. Insérer ensuite les 2 picots et les 12 pontages. Comme les tubes sont alimentés en 12,6 Vac, la broche 9 inutilisée sera coupée au niveau du support noval.
Typon à l’échelle 1
Dimensions: 140x70mm
La carte des EL84 mesure 140 x 70 mm (figure 10). Placer dans l’ordre : les 21 picots 1,3 mm, les 5 pontages, les 4 supports noval et enfin les résistances.
Montage final
Il reste à placer et raccorder les divers éléments sur le châssis. La fixation du transistor Q81 sur son dissipateur doit réalisée avec soin (photo 9). L’isolant à base de silicone imprégnée a une épaisseur de 0,2 mm et supporte une tension de 3500 Vac mais il est impératif que les surfaces de contact soient bien propres. Le capot du bas a été percé d’une ouverture de 175x45 mm et protégé par une grille (photo 10). Notez la présence d’un interrupteur thermique de 70 °C. Il est placé sur une languette alu fixée à la cornière droite. C’est une sécurité indispensable en cas d’obstruction des grilles de ventilation. En fonctionnement normal dans une pièce à 22°C, la température interne monte à 50°C. En cas d’élévation de température, l’amplificateur fonctionne sans défaut jusqu’à l’ouverture du switch thermique à 70°C. Les masses
On notera que le raccordement de masse de l’ensemble est pris sur la carte de base près de l’entrée. Les deux cotés du châssis sont reliés électriquement par vis auto-taraudeuse (photo 3 et photo 11). De plus il faut gratter la peinture des deux capots aux trous de fixation situés près de l’entrée à l’aide d’un foret et remplacer deux vis fournies par deux vis à tête conique. On s’assurera que sans ce raccordement à la masse, l’ensemble des circuits est bien ‘’flottant’’. Si ce n’est le cas, il faudra chercher et lever la fuite coupable. Mise sous tension
La première mise sous tension se fait de préférence à l’aide d’un autotransformateur variable. Commuter le switch ‘’SB’’ en position active. Vérifier la montée de la haute tension jusqu’à obtenir +320 Vdc en ajustant P80. Deux tensions indiquent directement si tout est conforme: environ +150 Vdc aux cathodes des ECC82 et +11 Vdc aux cathodes des EL84. Le réglage de P1/P2 nécessite un générateur de faible distorsion (<0,01%) et un distorsiomètre. Placer une charge de 8 Ω / 20W au bornier de sortie, injecter un signal de 600 mVac à 1000 Hz et ajuster afin d’obtenir 8 Vac en sortie. (8 Weff). Ajuster P1/P2 pour un minimum de distorsion. Ce minimum est très marqué. Sans réglage, le potentiomètre à mi-course, la DHT est de l’ordre de 2%. Après réglage la DHT ne dépasse pas 0,05%. En fin d’article, nous proposons la réalisation un petit circuit qui permettait de régler un ampli pour son minimum de distorsion. A la puissance maximale: 2 x 12 Weff la DHT atteint 2%.Quelques mesures
La réponse aux signaux carrés présentée en figure 11 démontre un comportement excellent compte tenu de la grande réactivité des 10 kΩ d’impédance primaire du transfo. Le temps de montée est de 4 µSec. La mise en parallèle d’une charge réactive de 1 µF-8 Ω laisse le signal imperturbable. La figure 12 montre la représentation spectrale de la distorsion à 1 dB de la puissance nominale (8 Weff). Les deux bandes latérales présentes de chaque côté de la porteuse à 100 Hz sont les effets parasites du 50 Hz issus de l’installation de mesure. Seules H2 et H3 doivent être pris en compte. La DHT à 1 kHz est le résultat de l’ajustage des deux potentiomètres P1 et P2 qui règle la symétrie du push: H2 à –84 dB. H3 et H5 restent néanmoins sous les 70 dB ! La mesure de la distorsion d’intermodulation se fait en injectant un sinus de 60 Hz auquel on superpose un signal à 7 kHz à –12 dB (1/4) et on analyse le résultat à 7 kHz sur un analyseur de spectre. Si l’ampli est parfait, les bandes latérales à 60 Hz sont inexistantes, sinon il y a ‘’Intermodulation’’. Dans notre cas elles se situent à –72 dB de la porteuse à 60 Hz, soit une DIM < 0,03%.
La figure 13 montre l’évolution de la DHT en fonction de la puissance.
On notera que le graphe est gradué en pas de 0,05 dB.
La figure 14 présente les niveaux de bruit et ronflements en sortie. Le niveau de référence est de –40 dBV , les signaux mesurés sont inférieurs à –80 dBV. Le bruit mesuré en sortie au millivoltmètre est de 130 µVac. Ce qui nous donne –96 dB comme rapport signal / bruit à 8 Weff.
Et enfin un clin d’œil aux fabricants qui spécifient le taux de la distorsion de leurs amplis à 1 Weff: notre réalisation affiche un taux de –84 dB, soit 0,006% ! Le résumé des caractéristiques techniques de notre prototype est présenté en figure 15.
Liste des composants
UN OUTIL DE MESURE DE LA DHT
Nous avons pensé aux lecteurs qui ne disposent pas d’un distorsiomètre et avons développé un outil de test.
Le principe est simple : Il suffit de comparer le signal injecté avec le signal amplifié et d’en mesurer la différence.
Le schéma est donné ici.
Le signal issu du générateur est envoyé sur IC1 monté en amplificateur unitaire. Sa sortie passe dans un circuit de temporisation variable (P1 & C2) qui permettra de compenser jusqu’à 20 µSec le retard de phase de l’amplificateur aux fréquences hautes. Le signal du générateur est ensuite envoyé pour comparaison au signal issu de l’amplificateur (IC2 & R5).
Le signal de l’amplificateur de son côté, subit d’abord une mise à niveau (R6, P2 & IC3), en effet nous devons comparer deux tensions de même amplitude. Le signal issu de l’amplificateur peut être en phase ou en opposition de phase, dépendant de la configuration interne de l’amplificateur. Dans notre cas, le signal issu de l’amplificateur est en phase avec son entrée. Donc pour soustraire ce signal, nous devons l’inverser, c’est le rôle de IC4. Dans le cas contraire, IC4 doit être mis HS, ce qui est prévu sur la carte. Nous ajoutons un léger retard de 1 µSec (R12 & C4) qui nous permettra de compenser l’avance de phase aux fréquences basses. Le signal de l’amplificateur est inversé et sommé (= soustrait) au signal du générateur (IC5 & R14). Le circuit est alimenté de l’extérieur par deux tensions de + et –12 Vdc. Les diodes D5 et D6 préviennent l’inversion de polarité fatale aux AOP.
Liste des composants du jig.
Mesure de la DHT
La mesure de la DHT est obtenue en cherchant le minimum de tension en sortie DHT+N par ajustage du zéro de la phase (P1) et du zéro de l’amplitude (P2). Il faut donc jouer sur les deux ajustables. Si la DHT est faible, le minimum sera très marqué. IC6 peut être programmé par J1 pour un gain de 40 dB si nécessaire.
Lorsque le minimum est atteint pour les deux réglages, la calibration se fait en enlevant un des deux signaux. Le niveau en DHT+N est alors considéré arbitrairement comme ‘’100%’’. En reconnectant le signal manquant, le niveau en DHT+N va s’effondrer pour indiquer le niveau de DHT. Ce niveau est alors mesuré et comparé au niveau ‘’100%’’. La figure 20 nous montre le signal DHT+N issu de la comparaison du signal du générateur et de notre réalisation, en utilisant IC6 avec un gain de 40 dB.
Le signal du haut a une valeur efficace de 30 mVac, le signal du bas est celui du générateur. Le signal à 100% fait 0,5 Vac, et comparé à la sortie DHT+N de 300 µV (30 mV / 100), le rapport (DHT) est de 0,06%.
A défaut d’être très précis, cet outil permet néanmoins d’ajuster l’amplificateur pour son minimum de distorsion.
La réalisation de ce jig de test est présentée aux figure 19 et photo 12.
La plaquette est fixée par 4 entretoises de 10 mm sur une tôle de fer de 100 x 120 mm afin d’en assurer la stabilité mécanique et un blindage.
Il est possible de mesurer la DHT de 100 Hz à 20 kHz pour autant que le déphasage en fin de bande ne dépasse pas 20 µSec.
Conclusion
C’est une réalisation dont le coût reste abordable. Aucun composant ne fait l’objet d’une fabrication ‘’sur mesure’’ Les tubes sont parmi les plus courants tant en NOS qu’en nouvelle fabrication. Le test d‘écoute confirme le temps de montée par une excellente définition des transitoires. La haute impédance du primaire du transformateur de sortie autorise le push à descendre à 30 Hz à pleine puissance et sans faillir. Le résultat se traduit par une restitution détaillée du message sur tout le spectre. Les graves sont précis et sans traînage.Couplé au préamplificateur SRPP publié au Projet 02, l’ensemble forme un ensemble cohérent et très compact.
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Récapitulatif des photos (Haute définition)
Galerie des Tubes
ECC82
12AU7 Electro Harmonix
12AU7 Electronska Industrija
CV4003 Brimar
CV4003 Mullard
E82CC Siemens
E82CC Siemens
E82CC Siemens
E82CC Siemens
ECC82 Brimar
ECC82 JJ Electronic
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Mullard
ECC82 Telefunken
ECC82 Valvo
ECC802 Telefunken
ECC802 Telefunken
ECC83
12AX7 Mullard
12AX7 Sovtek
12AX7 Electro Harmonix
12AX7 Electronska Industrija
5751 General Electric
CV4004 Brimar
ECC83 Amperex
ECC83 General Electric
ECC83 JJ Electronic
ECC83 Mullard
ECC83 Mullard
ECC83 Mullard
ECC83 Mullard
ECC83 Philips Miniwatt
ECC83 RFT
ECC83 Valvo
ECC83 Zaerix
EL84
6BQ5 Brimar
6BQ5 Philips
E84L Telefunken
EL84 Varia
EL84 Brimar
EL84 Electro Harmonix
EL84 Electronska Industrija
EL84 General Electric
EL84 JJ Electronic
EL84 Mullard
EL84 Sovtek
EL84 Sylvania
EL84 Tungsram
EL84 Philips