INTERFACE USB AUDIO
Convertisseur Numérique - Analogique
Projet publié dans Electronique Pratique 340 de juillet-août 2009 sous le titre: "Convertisseur numérique-analogique pour interface USB"
S’il est devenu commun d’écouter de la musique au départ de son ordinateur, on ne peut prétendre que la restitution musicale soit de grande qualité. Alors pourquoi ne pas écouter vos fichiers musicaux en haute fidélité ?
Cet article étudie la mise en œuvre d’une interface USB – Audio, dont les caractéristiques sont équivalentes à celles du Disque Compact. Equipé de transformateurs de sortie, l’isolation entre l’ordinateur et la chaîne audio est totale et garantit une restitution exempte de parasites.
Le PCM2702
Ce projet met en œuvre le circuit PCM2702 de Burr-Brown (Texas Instruments). Ce CNA – DAC pour les anglophiles – dédicacé à l’interface USB convertit une chaîne de 16 bit en signal audio stéréophonique.
La logique embarquée lui permet de ‘’prendre la main’’ de la sortie audio dès la mise en route de l’ordinateur.
Ce circuit est assez complet : compatible avec la norme USB 1, il comprend une unité de recouvrement et d’asservissement de la période d’échantillonnage, un suréchantillonnage à 8 fois et un filtre passe bas en sortie pour chaque canal (figure 1). Son seul désavantage pour l’amateur est qu’il est uniquement proposé en boîtier SSOP, et assez délicat à souder.
Pour y voir un peu plus clair …
La norme USB
L’interface USB est une interface série, physiquement elle communique via le connecteur à quatre broches bien connu de nos lecteurs, la configuration est la suivante :
Broche 1 : D+ (Entrée différentielle positive)
Broche 2 : D- (Entrée différentielle négative)
Broche 3 : +5 Vdc - Alimentation du périphérique – 500 mA maximum
Broche 4 : 0V
Cette interface se décline – à ce jour - en trois modes de communications supportant les débits suivants :
USB 1.1 – Vitesse basse (Low speed) – 1,5 MB/sec
USB 1.1 – Vitesse rapide (Full speed) – 12 Mb/sec
USB 2.0 – Vitesse haute (Hi speed) – 480 Mb/sec
Pour la norme USB 1.1, le choix de la vitesse est déterminé par le périphérique au moyen d’une résistance de 1,5 kΩ reliant la broche ‘’D-‘’ pour la vitesse lente et ‘’D+’’ pour la vitesse rapide.
Dans notre projet, cette résistance (R2) est reliée entre l’alimentation +3,3 Vdc et la broche 1 (D+) ce qui imposera la vitesse rapide.
Dès la mise en fonction du périphérique, celui-ci communique ses caractéristiques à l’ordinateur et s’impose comme unité logique. C’est pourquoi le PCM2702 prend le contrôle de la restitution audio dès la mise sous tension.
Caractéristiques du PCM2702
Le recouvrement et l’asservissement de la période d’échantillonnage
Le PCM2702 est compatible avec plusieurs fréquences d’échantillonnage : 44,1 kHz, 48 kHz et 38 kHz.
De plus il y a toujours un glissement inévitable entre les horloges du PC et celle du décodeur.
Pour palier à ces problèmes, le circuit embarque une unité de détection et d’asservissement de la période d’échantillonnage, c’est le module ‘’SpAct’’ : Sampling Period Adaptative Controlled Tracking.
Ce module produit une fréquence d’échantillonnage synchronisée par asservissement de phase (PLL), bien stable et exempte de gigue (Jitter).
Le suréchantillonnage
Lorsque le CD fut mis au point à la fin des années 70, la fréquence d’échantillonnage ‘’fe’’ fut fixée à 44,1 kHz faute de composants performants à cette époque.
Le théorème de Nyquist-Shannon, nommé d'après Harry Nyquist et Claude Shannon, énonce que la fréquence d'échantillonnage d'un signal doit être égale ou supérieure au double de la fréquence maximale contenue dans ce signal, afin de convertir ce signal d'une forme analogique à une forme numérique.
Cette fréquence fe de 44,1 kHz limite donc la restitution du signal à la fréquence maximale de fe/2, ou 22,05 kHz.
Si on regarde de près le spectre de la restitution du signal on constate qu’en plus de la bande de 0 à 22,05 kHz, s’ajoute la fréquence d’échantillonnage à 44,1 kHz modulée de deux bandes latérales qui s’étendent chacune à 22,05 kHz de part et d’autre de Fe , suivi des harmoniques de la fréquence d’échantillonnage affublée de ses bandes latérales !
Cet échantillonnage à 44,1 kHz crée des interactions qui sont un crénelage important (staircasing) et un repliement inévitable (aliaising).
Le crénelage est le résultat de la restitution par paliers du signal: figure 2. Dans le domaine fréquentiel on constatera que le crénelage produit un spectre en peigne qui s’étend théoriquement à l’infini. Si l’oreille humaine est insensible au crénelage car le peigne commence à la fréquence 44,1 kHz, les circuits électroniques le sont beaucoup moins et il importe de filtrer les indésirables.
Le repliement est la conséquence de l’intermodulation entre une fréquence de la bande utile et sa fréquence image (parasite) issue de la bande latérale inférieure.
Un petit exemple : Supposons un signal à 16 KHz, la technique d ‘échantillonnage produit quantité d’autres fréquences, à savoir la fréquence image basse est à 44,1 – 16 = 28,1 kHz, la fréquence image haute à 44,1+16 = 60,10 kHz, 72,20 kHz, 104,20 kHz et suivantes.
L’ intermodulation du 16 kHz et du 28,1 kHz engendre une nouvelle fréquence indésirable dans la bande audio : 28,1 – 16 = 12,1 kHz (figure 3).
Remarque : il existe quantité d’autres nouvelles fréquences générées résultant des divers produits d’intermodulation, mais nous avons conservé le seul 12,1 kHz pour l’explication.
On comprend immédiatement que pour palier aux problèmes de crénelage et de repliement, il y a lieu d’éliminer drastiquement les fréquences supérieures à 22,05 kHz.
Mais pour conserver la linéarité de la bande audio jusqu’à 20 kHz et éliminer les fréquences supérieures à 22,05 kHz, il faut un filtrage d’un ordre impossible à réaliser pratiquement.
La figure 4 présente l’action d’un filtre d’ordre 8, on constate que le problème d’intermodulation est identique, car la fréquence image n’a pas été supprimée.
C’est là qu’intervient le suréchantillonnage.
La technique de suréchantillonnage consiste à interpoler une série de nouveaux échantillons entre les échantillons initiaux. Ainsi un suréchantillonnage à 2 fois double le nombre de points et propulse la fréquence d’échantillonnage fe à 2fe ou 88,2 kHz. Cet artefact supprime la fréquence d’échantillonnage originelle fe de 44,10 kHz et ses bandes latérales. Comme on peut le voir sur la figure 4, un filtre d’ordre 8 éliminera déjà ce problème.
Toutefois le PCM2702 propose une suréchantillonnage à 8 fois, ce qui recule la fréquence d’échantillonnage à 8fe ou 352,80 kHz et dans ce cas un simple filtre d’ordre 2 suffirait à éliminer les bandes parasites – figure 5.
Le filtre passe-bas
On s’en doute, tout ce qui précède génère quantité de signaux parasites dont le moindre n’est pas le bruit de quantification. Le PCM2702 est équipé d’un filtre passe-bas numérique à capacités commutées : atténuation supérieure à 80 dB à la fréquence de coupure située à 1,2 fois la fréquence maximale passante, de plus l’ondulation au sein de la bande ne dépasse pas +/- 0,002 dB – Réponse & Ondulation.
Nous verrons qu’une seconde banque de filtres analogiques sera nécessaire pour parvenir à bout du bruit.
Un dernier mot sur les alimentations: L’alimentation de la partie numérique nécessite une tension de +3,3 Vdc et les circuits de sortie une tension de +5 Vdc.
Le SCHEMA
Schéma du convertisseur
Le PCM2702 est configuré comme préconisé dans la datasheet.
L’alimentation est assurée par l’ordinateur via le plug USB. Le +5Vdc peut débiter jusqu’à 500 mA, pour ce module, il s’établit à 125 mA .
Le +3,3 V dc est fourni par le régulateur MCP1700-3302 (IC2), la consommation le la partie numérique du chip est de 30 mA. Le MCP1700-5002 (IC3) alimente les circuits de sortie en +4,7 Vdc sous un courant de 20 mA.
La broche 10 passe à 0 Volt en présence d’un train de données en entrée aux broches 6 et 7.
Ce signal pilote la DEL D1 ‘’RUN’’ qui s’illumine lorsqu’un signal audio est présent en sortie.
La DEL D2 est activée dès la mise sous tension.
Les sorties audio en broches 19 et 23 sont routées vers les filtres analogiques.
Nous avons opté pour des filtres passe-bas Butterworth d’ordre 4 d’une fréquence de coupure à 24,5 kHz à – 3 dB. L’atténuation à 20 kHz est inférieure à 1 dB, la réjection de la fréquence d’échantillonage et des autres parasites générés par l’ordinateur est supérieure à 90 dB (figure 9). De plus la sortie est isolée galvaniquement par un transformateur de sortie à basse impédance. Ces précautions sont indispensables, en effet, l’ordinateur est une source importante de perturbations électriques en tous genres. Le rapport signal bruit final est supérieur à 90 dB.
Les filtres sont alimentés en +15 Vdc. Le gain des filtres est de 10 dB. Comme le PCM2702 sort un signal de 3,1 Vpp au maximum, la sortie du filtre fait 9 Vpp pour piloter le transformateur de sortie. Ce dernier est un petit transformateur d’alimentation torique d’une puissance de 1,6 VA. Sa bande passante est exceptionnelle : 5 Hz à 100 kHZ à –1dB. Le rapport primaire 115 Vac – secondaire 44 Vac est de 2,6 à 1. La sortie ‘’flottante’’ d’une impédance inférieure à 1000 Ω conviendra à toutes les entrées symétriques d’impédance supérieures à 10 kΩ. Cette configuration permet l’utilisation de câbles de liaison assez longs.
L’alimentation en +15 Vdc est fournie par le module DC-DC NME0515 de Murata. Il peut débiter 60 mA au maximum. La consommation des filtres est de 20 mA.
La carte est alimentée par l’ordinateur et ne nécessite pas d’alimentation extérieure.
MISE EN ŒUVRE
La mécanique
Nous avons utilisé le boîtier LC630 de Elbomec. De dimensions compactes 100x133x60 mm, il convenait idéalement à l’application (photo 3). Mais il est obsolète et tout autre boîtier peut convenir, entre autres le modèle 1454E de Hammond. Tous les perçages sont réalisés in-situ en fonction des divers éléments, le plan en figure 10 est donné pour mémoire. Il est préférable de réaliser la partie mécanique en se servant des cartes vierges et de ne commencer le montage qu’après s’être assuré que les deux cartes se placent sans problème.
La carte interface est fixée par 4 entretoises M3 M-M de 5 mm sur le châssis inférieur, la carte des transformateurs est montée en gigogne sur 4 entretoises M3 M-M de 15 mm.
Seule la face avant est percée. Pour rappel il n’y a pas d’alimentation extérieure.
Les circuits imprimés
Typon à l'échelle 1
La carte interface DAC est autonome et comprend tous les éléments actifs du projet (photo 4). Le circuit PCM2702 est monté sur une petite carte interface DIP à 28 contacts. Cet artefact nous épargne l‘opération – oh combien hasardeuse - du soudage du circuit SSOP dont les pattes de 0,30 mm de large sont espacées de 0,65 mm !
Sont soudés côté cuivre : les selfs L9 et L10, les condensateurs C18 et C25, le pontage C32-C35.
Les deux résistances R27 et R28 ne sont pas indispensables. Elles servent à fixer la sortie au potentiel de la masse en l’absence des transformateurs de sortie.
Le montage effectué, il n’y a pas de réglage et la carte est immédiatement opérationnelle. Dès la mise sous tension de l’ordinateur, les 3 alimentations s’activent et le protocole de reconnaissance de la carte s’effectue automatiquement. Au lancement d’un fichier audio, le transistor Q1 entre en conduction et pilote la DEL ‘’RUN’’.
En cas de problème, il y a lieu de vérifier chaque alimentation sur les broches de l’interface DIP. Une bonne indication est la présence du +7,5 Vdc en sortie des quatre AOP.
Typon à l'échelle 1
La carte des transformateurs ne supporte que les deux transformateurs et les résistances de charge R21 & R22. Les fils d’entrée et de sortie vers les connecteurs XLR sont fichés sur des picots de 1,3 mm (photo 5).
A noter que cette carte peut être considérée comme optionnelle, la sortie pouvant s’effectuer en asymétrique sur les AOP. On placera dans ce cas une résistance de 1 kΩ en série avec la sortie de l’AOP pour l‘isoler des influences extérieures.
Quelques mesures
Les mesures sont présentées en figures 13 et 14.
Les filtres du quatrième ordre limitent la bande passante à 24,5 kHz à –3 dB ou 20 kHz à –0,7 dB. Cette fréquence convient exactement à l’application, en effet la fréquence de coupure due à l’échantillonnage de 44,1 kHz limite l’enregistrement à 20 kHz, tout comme les CD d’ailleurs.
Nous avons également testé la courbe de réponse en utilisant en sortie un câble balancé de 60 mètres, qui s’est révélé sans effet jusqu’à 20 kHz.
Le taux de distorsion est en tous les cas inférieur à 1 %, à 1 kHz il fait typiquement 0,1%.
Le rapport signal bruit est de l’ordre de 90 dB. Le gain des AOP est calculé pour ne pas saturer lorsque le DAC sort son maximum de tension (1,1 Vac). En fonctionnement ‘’audio’’ nous placerons de préférence tous les réglages de volume numériques au maximum sans risque de distorsion.
La tension en sortie des AOP atteint 3,1 Vac et en sortie XLR 1,25 Vac.
La diaphonie est supérieure à 70 dB au minimum et la séparation des canaux produit un ‘’effet stéréophonique’’ exceptionnel.
Caractéristiques relevées sur le prototype : Spécifications
Nomenclature des pièces
Conclusion
La qualité de la restitution audio est celle du CD. En lecture de CD le résultat est identique au lecteur classique. De nombreuses stations radio disponibles sur la toile émettent pour la plupart un signal de bonne qualité. Le choix d’écoute notamment en musique classique, en jazz et en musique des ‘’sixties’’ est pléthorique.
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Récapitulatif des photos (Haute définition)
